Управление питанием ОУ позволяет увеличить диапазоны напряжений

Grayson King and Tim Watkins, Analog Devices Inc, May 13, 1999.

Bootstrapping your op amp yields wide voltage swings

https://www.edn.com/bootstrapping-your-op-amp-yields-wide-voltage-swings

https://m.eet.com/media/1152270/24127-45890.pdf

Получение 100 В пик-пик от монолитного операционного усилителя - лишь один пример того, чего можно достичь управляя питаниями. «Следящее питание» ("Bootstrapping") в этом контексте это просто метод управления напряжениями питания устройства на основе его выходного сигнала.

Рисунок 1. Типичная схема следящего питания использует фиксированные напряжения питания системы, VCC и VEE, но напряжения питания устройства, VCO и VEO, изменяются в зависимости от выходного напряжения.

В схеме, показанной на Рисунке 1 напряжения питания системы VCC и VEE являются фиксированными, но напряжения питания устройства, VCO и VEO, динамически изменяются в зависимости от VOUT. После этого операционный усилитель сможет работать с пиковыми напряжениями намного большими, чем то напряжение, которое прикладывается к его шинам питания.

Максимальное напряжение, которое можно подать на шины питания монолитного операционного усилителя, определяемое процессом производителя IC, обычно составляет от 30 до 40 В. Рисунок 2 иллюстрирует некоторые результаты, в которых разность этих напряжений, VCO - VEO, остается постоянной приблизительно около 30 В, а абсолютные значения напряжений VCO и VEO изменяются в диапазоне более чем 70 В, чтобы следовать за VOUT. VCO и VEO создают два эмиттерных повторителя и две пары резисторов (Рисунок 1). (Показаны также два диода, добавленных лишь для увеличения размаха выходного напряжения, как описано далее в анализе схемы.)

Рисунок 2. Это моделирование показывает схему на Рисунке 1, выдающую синусоидальный сигнал 100 В пик-пик с использованием операционного усилителя AD820.

Зачем управлять питанием?

Операционные усилители предлагают простую и эффективную альтернативу конструкциям с дискретными транзисторами и доказали свою полезность в различных областях применения. Однако в некоторых случаях требуется больший размах выходного напряжения, чем тот, которые может выдавать стандартный монолитный операционный усилитель.

Наиболее прямолинейный подход к получению большого размаха выходного напряжения заключается в разработке усилителя с использованием дискретных транзисторов. Такой подход позволяет гибко подстраивать усилитель под задачу. С помощью этого метода можно также легко получить высокую выходную мощность. Однако конструкции с дискретными транзисторами требуют больше времени и усилий разработчика, чем другие подходы, и требуют больше деталей, усложняя производство. Также в таких конструкциях трудно достичь точности из-за разброса параметров деталей и разности температур.

Высоковольтные модули операционных усилителей предоставляют альтернативу, которая значительно облегчает задачу дизайнера. Эти устройства так же просты в использовании, как и монолитные операционные усилители, но обычно выполнены в форме гибридных модулей, что позволяет работать с высоким напряжением (и часто с высокой мощностью). Одно из важных преимуществ этих модулей по сравнению с дискретными конструкциями заключается в том, что они имеют параметры, контролируемые заводом, облегчая задачу дизайнера в получении требуемых параметров. Наиболее существенным недостатком гибридных модулей является их стоимость. Кроме того, монолитных операционных усилителей гораздо больше, чем гибридных операционных усилителей. Гибрид часто не может удовлетворить требованиям параметров дизайна. В таком случае методы следящего питания делают доступными много сотен доступных устройств.

Схемы со следящим питанием требуют больше усилий, но значительно дешевле, чем модули высоковольтных операционных усилителей. С помощью полностью дискретного дизайна можно ещё больше снизить стоимость, но дополнительные усилия по проектированию и контролю параметров, которые приходится предпринимать, часто сводят снижение стоимости на нет. Доступно множество монолитных операционных усилителей и на параметры каждого из них, полностью контролируемых заводом, можно положиться даже когда операционный усилитель окружает схема следящего питания. Расширение диапазона напряжений стандартных операционных усилителей с помощью следящего питания предоставляет гибкость и сохраняет набор параметров «неизменным».

При разработке любой конструкции высоковольтного усилителя следует рассмотреть все три метода. В этой статье подробно рассматривается следящее питание, наименее документированный метод из этих трёх (Таблица 1).

Таблица 1. Методы создания высоковольтного усилителя.

Как работает управление питанием?

Игнорируя пока падение напряжения на диодах и VBE, можно выразить VCO и VEO на Рисунке 1 как:

     VCC R1 + VOUT R2

VCO = ———————————————    (1)

        R1 + R2

     VEE R3 + VOUT R4

VEO = ———————————————    (2)

        R3 + R4

Затем добавим влияние VBE транзистора, но опустим из схемы опциональные диоды, и получим более реалистичное представление о напряжениях питания устройства:

     VCC R1 + VOUT R2

VCO = ——————————————— - 0.6    (3)

        R1 + R2

     VEE R3 + VOUT R4

VEO = ——————————————— + 0.6    (4)

        R3 + R4

В этом случае выбираем максимальное выходное напряжение, которое можно получить (с идеальным операционным усилителем), выбрав VCO = VOUT и решая для VOUT получаем следующий результат:

                  /     R2 \

MAX VOUT = VCC - 0.6 | 1 + —— | (5)

                  \     R1 /

Добавив диоды для компенсации VBE транзистора, напряжения питания устройства становятся:

    (VCC - 0.6)R1 + VOUT R2

VCO = —————————————————————    (6)

           R1 + R2

    (VEE + 0.6)R3 + VOUT R4

VEO = —————————————————————    (7)

           R3 + R4

В этом случае максимальное выходное напряжение, которое можно получить с помощью идеального операционного усилителя, составляет:

MAX VOUT = VCC - 0.6    (8)

Таким образом пиковое выходное напряжение увеличивается на 0.6 (R2 / R1) В.

В симметричной системе (в которой заземление равноудалено от VCC и VEE) зададим R3 = R1 и R4 = R2. Сделав эту замену в уравнениях 6 и 7 можно увидеть, что разница между VCO и VEO постоянна, если предположить, что VCC и VEE постоянны.

             R1

VCO - VEO = ————————(VCC - VEE - 1.2)    (9)

          R1 + R2

Так, для примера на Рисунке 2, где VCC = 60 В, VEE = 160 В, R1 = 10 K и R2 = 28 K, напряжение на операционном усилителе остаётся постоянным на уровне около 31 В при 100 В размахе пик-пик на выходе.

Как и во всех случаях применения операционных усилителей необходимо убедиться, что напряжение на неинвертирующем входе всегда остаётся в пределах допустимого диапазона синфазного входного напряжения устройства. В то время как эта задача тривиальна в стандартных схемах с операционными усилителями с фиксированными напряжениями питания, она требует большего внимания в конфигурациях со следящим питанием, в которых питания операционного усилителя изменяются вместе с выходом. Даже если VCO и VEO изменяются, VIN всегда должно оставаться между ними (Рисунок 2). Необходимо гарантировать эту ситуацию конструктивно, иначе может произойти защёлкивание. Чтобы гарантировать, что конструкция соответствует диапазону синфазных входных сигналов при любых условиях, следует учитывать условия при постоянном токе, переходных процессах, реверсе фазы и включении питания.

Условия при постоянном токе

При рассмотрении коэффициента усиления по постоянному току помните, что цепь обратной связи схемы операционного усилителя со следящим питанием работает так же, как и любая другая схема усиления с операционным усилителем. Усиление схемы на Рисунке 1 просто AV = VOUT / VIN = 1 + RF / RG. В конфигурациях, в которых VCC - VEE меньше, чем удвоенное значение VCO - VEO, можно запускать схему с любым усилением, включая усиление с инвертированием. Но при больших напряжениях питания системы и для достижения больших диапазонов выходных напряжений необходимо использовать неинвертирующую конфигурацию и тщательно выбирать усиление. Если установить усиление слишком высоким, диапазон синфазного входного напряжения операционного усилителя будет превышен, что, вероятно, приведёт к защёлкиванию цепи управления питанием. Усиление больше показанного на Рисунке 2 привело бы к тому, что VCO на своём пике превысило VCM, и VCO превысит VCM на отрицательной стороне сигнала. Эта ситуация явно выходит за диапазон допустимых синфазных напряжений входа операционного усилителя, поскольку оба источника питания находятся дальше от земли, чем его вход. К счастью, этого состояния можно легко избежать. При достаточно низком усилении выходной каскад насыщается быстрее входного каскада, и напряжения на шинах питания прекращают увеличиваться до того, как они превысят входное напряжение (Рисунок 3).

Рисунок 3. Если усиление выбрано правильно, выход усилителя будет насыщен до того, как его допустимый диапазон входного синфазного напряжения будет превышен.

Предполагая наличие симметричной системы с положительным усилением (в которой RG «заземлён» на полпути между VCC и VEE, чтобы избежать вышеописанной ситуации достаточно соблюдения следующих двух условий:

              (VCC - 0.6)

AV ≤ —————————————————————————————    (10)

   (VCC - 0.6) - (VCO - VEO) + VIHRL

и

              (VEE + 0.6)

AV ≤ —————————————————————————————    (11)

   (VCC + 0.6) + (VCO - VEO) + VIHRL

VIHRH - это запас по входному напряжению операционного усилителя на верхней стороне, разность между его положительным напряжением питания и его результирующим максимальным синфазным входным напряжением, а VIHRL - запас по входному напряжению на нижней стороне питания.

Каскадированием можно добиться больших усилений, чем те, которые позволяют приведённые выше уравнения. В качестве альтернативы можно сконфигурировать один каскад для работы с более высоким усилением используя описанный ниже метод.

Переходные процессы

После выбора такого усиления, чтобы VCM оставался в пределах диапазона синфазного входного напряжения операционного усилителя в условиях постоянного тока, необходимо учесть переходные процессы. Выход операционного усилителя имеет конечную скорость нарастания выходного напряжения, а его напряжения питания зависят от напряжения на его выходе. Таким образом, ступенчатое входное напряжение на входе операционного усилителя может легко превысить диапазон питания усилителя. Не следует подавать прямоугольный сигнал на операционный усилитель напрямую, поскольку он бы превышал напряжения питания устройства, когда операционный усилитель только начинал изменять выходное напряжение. Чтобы избежать условий защёлкивания, которые могли бы возникнуть в этой ситуации, установите ограничение скорости нарастания для сигнала, подаваемого на усилитель, чтобы ограничить переходные процессы скоростью, не превышающей скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя (Рисунок 4).

Рисунок 4. Ограничивая скорость нарастания напряжения на входе усилителя можно избежать защёлкивания, вызванного переходными процессами.

Чтобы гарантировать адекватное ограничение с помощью простого RC фильтра, выберите следующую постоянную времени RC:

        VSTEP

RIN CIN ≥ ————    (12)

         SR

где SR - скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя, а VSTEP - максимальная величина напряжения, которое может создать источник сигнала.

Реверс фазы

Проблема в вышеописанных условиях при постоянном токе возникает, когда оба напряжения, VCO и VEO, находятся дальше от земли, чем VCM. Если VCM превышает напряжение питания, может возникнуть ещё одна проблема. Чтобы избежать проблем в этом случае обычно достаточно добавить резистор для ограничения тока в цепи насыщенного входа. Однако некоторые операционные усилители подвержены проблеме реверса фазы, когда напряжение на их входе приближается к напряжению на одной из шин питания. Когда это происходит, выходное напряжение операционного усилителя перескакивает к напряжению на противоположной шине питания и остаётся там до тех пор, пока входной каскад не восстановится после насыщения. В схеме со следящим питанием шины питания операционного усилителя гуляют вместе с его выходом, оставляя вход далеко за пределами напряжений шин питания. В результате эта ситуация может привести к выходу операционного усилителя из строя.

Если выбран операционный усилитель, который подвержен реверсу фазы, следует обязательно ограничить амплитуду входного сигнала, чтобы входное напряжение VCM никогда не превышало диапазон допустимого синфазного входного напряжения операционного усилителя. Эта ситуация выглядит идентично вышеупомянутой проблеме в условиях постоянного тока, но проблема с усилением по постоянному току возникает, когда VCM ближе к земле, чем любая шина питания. Реверс фазы является проблемой, когда VCM находится дальше от земли, чем любая шина питания.

Подача питания

Поскольку усилители со схемой следящего питания чувствительны к защёлкиванию, в таких схемах необходимо уделять дополнительное внимание последовательности подачи напряжений питания. Например, если напряжение на положительной шине установится за несколько миллисекунд до напряжения на отрицательной шине, оно может отправить напряжения питания устройства, VCO и VEO, к положительной шине, в то время как вход остаётся вблизи потенциала земли, тем самым нарушая диапазон допустимого синфазного входного напряжения операционного усилителя. Лучший способ избежать условия защёлкивания, которое может возникнуть в этой ситуации, это удерживать вход вблизи потенциала земли и подавать напряжения питания одновременно (Рисунок 5).

Рисунок 5. Тщательное внимание к последовательности подачи питания может предотвратить защёлкивание при подаче питания.

Дополнительные возможности

Общей темой вышеупомянутых проблем является диапазон допустимого синфазного входного напряжения операционного усилителя. При должном внимании к этой детали можно создавать схемы со следящим питанием с большим количеством конфигураций, которые выходят далеко за рамки этих простых примеров.

Рассмотрим, например, схему с большим коэффициентом усиления и большим размахом выходного сигнала. Если требуется большее усиление одной ступени, чем усиление, которое можно получить с помощью схемы на Рисунке 1, может оказаться полезной схема на Рисунке 6.

Рисунок 6. Можно немного изменить базовый дизайн схемы на Рисунке 1 для достижения более высоких коэффициентов усиления.

В этой конфигурации VCM остается в пределах допустимого диапазона входного синфазного напряжения операционного усилителя, тогда как VIN намного меньше по амплитуде (Рисунок 7).

Рисунок 7. Это моделирование схемы на Рисунке 6 показывает усиление 10 от VIN до VOUT, но усиление только 2 от VCM до VOUT.

Усиление от VCM до VOUT - это наибольшее возможное усиление, которое можно получить на основе уравнений 14 и 15, которые идентичны уравнениям 10 и 11:

       VOUT       RF

AOUT/IN = ——— = 1 + ——     (13)

       VCM       RG

                VCC - 0.6

AOUT/IN ≤ ————————————————————————————    (14)

       VCC - 0.6 - (VCO - VEO) + VIHRL

и

                VEE + 0.6

AOUT/IN ≤ ————————————————————————————    (15)

       VCC + 0.6 + (VCO - VEO) + VIHRL

Если в правой части этих неравенств появляется отрицательное значение, то можно использовать схему на Рисунке 1 с любым коэффициентом усиления и резистор RB добавлять в схему не надо. В противном случае установите для AOUT/CM максимально возможное усиление, которое допускают указанные выше неравенства. Затем можно увеличить общее усиление каскада от VIN до VOUT практически до любого значения добавив резистор RB. Уравнение для общего усиления в этом случае:

                                  RF

                              1 + ——

       VOUT   RG RB + RF RB          RG

AOUT/IN = ——— = ————————————— = ——————————     (16)

       VCM    RG RB - RF RIN        RF RIN

                             1 - ——————

                                 RG RB

Но чтобы решить его относительно RIN и RB, легче выразить отношение в терминах двух коэффициентов усиления:

RIN     AOUT/IN - AOUT/CM

——— = ———————————————    (17)

RB    AOUT/IN(AOUT/CM - 1)

Условием для уравнений 16 и 17 является то, что AOUT/IN должно быть больше, чем AOUT/CM, и таким образом RB/RIN должно быть больше, чем RF/RG. Если это условие не выполняется, уравнение усиления станет некорректным, что указывает на нестабильность схемы.

Как и в первом примере, эта схема требует ограничения скорости нарастания входного напряжения для переходных процессов. Если скорость нарастания входного сигнала превышает в 1 + RIN/RB раз скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя, то необходимо добавить CIN, чтобы сформировать постоянную времени RC, ограничивающую скорость нарастания,

RB RIN         RB     VSTEP

——————— CIN ≥ ——————— ————    (18)

RB + RIN      RIN + RB  SR

что упрощается до:

        VSTEP

RIN CIN ≥ ————    (19)

         SR

Это уравнение точно такое же, как Уравнение 12 в первом примере. Однако простая постоянная времени RINCIN больше не описывает полюс, который добавляет CIN. Частота полюса схемы на Рисунке 6 включает в себя влияние всех четырёх резисторов в двух цепях обратной связи:

        RF RIN

    1 - —————

        RG RB         1             RF

fP = ——————————— = —————————— - ————————————    (20)

    2 π CIN RIN    2 π CIN RIN    2 π CIN RG RB

Чтобы ограничить ширину полосы пропускания шума, необходимо установить fP как можно ниже, не влияя в то же время на полезные сигналы.

Смещения, шум и неидеальное поведение

Из-за двух цепей обратной связи анализ ошибок схемы на Рисунке 6 несколько сложнее, чем для базового каскада усиления на операционном усилителе. Поскольку механизм анализа ошибок выходит за рамки данной статьи, вывод следующих уравнений не приводится. Для согласованности все ошибки относятся к выходному сигналу. Для получения ошибок, соотнесённых со входом, просто делите на усиление сигнала, данное в Уравнении 16.

Можно определить шумовое усиление каскада на операционном усилителе как то, на сколько усилено напряжение входного шума операционного усилителя на выходе данного каскада усиления. Шумовое усиление также является тем коэффициентом, на который умножается входное напряжение смещения операционного усилителя. На низких частотах, включая постоянный ток, шумовое усиление схемы на Рисунке 6:

    VOUT(NOISE)   (RF + RG)(RB + RIN)

AN = ———————— = —————————————————   (21)

     VNOISE       RG RB - RF RIN

где VNOISE может быть либо входным напряжением смещения операционного усилителя (для анализа на постоянном токе), либо шумовым напряжением входа операционного усилителя. Для широкополосного анализа шумового напряжения эту передаточную функцию от VNOISE к VOUT дополнительно определяют следующий полюс и ноль:

        1             RF

fP = —————————— - ————————————    (22)

    2 π CIN RIN   2 π CIN RG RB

        1           RF

fZ = —————————— + —————————    (23)

    2 π CIN RIN   2 π CIN RB

Чтобы определить ошибку на выходе из-за напряжения смещения операционного усилителя просто умножаете VOS операционного усилителя на коэффициент усиления по постоянному току, AN (Уравнение 21). Следует использовать такой же подход к низкочастотному (1/f) шуму операционного усилителя, чтобы получить его величину на выходе. Решение для среднеквадратичного значения напряжения выходного шума является более сложным, но можно упростить задачу, если fP и fZ достаточно далеки друг от друга, что позволяет подразумевать наклон как при фильтрации шума первого порядка. В этом случае для получения результирующего среднеквадратичного значения напряжения шума на выходе просто умножьте плотность входного напряжения шума операционного усилителя на AN √(1.57 fP)  (см. статью [1]).

Влияния входных токов смещения операционного усилителя и шумового тока аналогичны влияниям напряжения смещения и шумового напряжения в том смысле, что переводятся в ошибки напряжения, соотнесённые к выходу. Одно из различий между этими влияниями состоит в том, что в случае ошибок тока инвертирующий и неинвертирующий входы вносят разные ошибки на выходе. Для получения общей выходной ошибки можно просуммировать все соотнесённые на выход ошибки как «корень сумм квадратов», так же, как делается при шумовых расчётах.

Для постоянного тока и низких частот ошибки входного тока переводятся в выходные ошибки по напряжению используя следующие уравнения:

            RIN RB (RF + RG)

VOUT(NOISE+) = - —————————————— INOISE+    (24)

            RG RB - RF RIN

          RF RG (RB + RIN)

VOUT(NOISE-) = —————————————— INOISE-    (25)

          RG RB - RF RIN

где INOISE+ - это входной шумовой ток или ток смещения на неинвертирующем входе, INOISE- то же самое для инвертирующего входа, а VOUT(NOISE+) и VOUT(NOISE-) - ошибки на выходе, которые возникают в результате наличия каждого из них.

И снова для анализа широкополосного шума необходимо учитывать влияние CIN. Для обоих функций передачи, неинвертирующего и инвертирующего входов для шумового тока, полюс появляется в:

     RG RB - RIN RF

fP = ———————————————    (26)

    2 π CIN RIN RG RB

который применяется к уравнениям 24 и 25. Ноль появляется только для шумового тока инвертирующего входа на частоте:

     RB + RIN

fZ = ——————————    (27)

    2 π CIN RIN

который применяется только к Уравнению 25.

Как и в случае анализа шумового напряжения, можно упростить передаточную функцию, приняв спад с крутизной фильтра первого порядка. В этом случае, чтобы определить среднеквадратичный выходной шум, возникающий из-за шумового тока входа, можно просто умножить значения, полученные из уравнений 24 и 25 для плотности широкополосного шума, на AN √(1.57 fP), где fP берётся из уравнения 26.

Рассмотрены напряжение смещения и два тока смещения как источники ошибки на постоянном токе, и шумовое напряжение и два токовых шума как источники шума, и каждый источник ошибки приведён к выходу. Теперь надо просуммировать эти ошибки. Для ошибок постоянного тока это суммирование принимает форму простой суммы величин каждого слагаемого ошибки. Но шумовые ошибки суммируются как корень из суммы квадратов, то есть:

                ———————————————

VTOTAL = √ V12 + V22 + V32    (28)

В большинстве случаев в общем шуме доминирует либо шумовое напряжение операционного усилителя, либо один из его токовых шумов. Меньшие шумовые составляющие, отнесённые к выходу, обычно вносят незначительный вклад в общий шум. Однако следует также учитывать шум Джонсона резисторов тракта прохождения сигнала RF, RG, RIN и RB (см. статью [1]). Как и в случае с другими источниками шума, следует отнести эти шумы к выходу и сложить их как корень суммы квадратов с другими значениям выходного шума.

Влияние напряжения питания устройства

Интуитивно понятно, что при следящем питании для получения большого размаха сигнала лучше всего устанавливать напряжение питания операционного усилителя, VCO - VEO, около его максимального допустимого рабочего напряжения. Но чтобы явно показать, как напряжение питания устройства влияет на параметры, рассмотрим следующие конфигурации. Обе имеют системные питания ± 60 В и обе требуют усиления 10. Однако в одном случае питание устройства составляет 30 В, а в другом - 10 В (см. Таблицы 2 и 3 соответственно). Проектируя эти две схемы для получения желаемого напряжения питания устройства выбираем R1 и R2 используя уравнение 9. Затем выбираем RF и RG, чтобы получить максимально возможное усиление от VCM к VOUT и выполнить условия уравнений 14 и 15. Для этого примера предположим, что  в обоих случаях запас по входу для усилителя составляет 1 В для каждой шины. Тогда уравнение 17 даёт нам отношение RIN/RB, которое приведёт к усилению 10 от VIN к VOUT, и расчёт двух схем завершён. Чтобы определить шумовое усиление каждой из них, используем значения компонентов в уравнении 21. Результаты этого упражнения показывают, что при уменьшении на треть напряжения питания устройства, выходная ошибка возрастает почти в четыре раза.

Выбор операционного усилителя

Следящее питание - это способ использования практически любого монолитного операционного усилителя для получения на выходе большого размаха напряжения колебаний сигнала. Тем не менее, необходимо выбрать операционный усилитель, который может работать с достаточно высоким напряжением питания. Приведённое выше сравнение показывает преимущество такого подхода. Сотни общедоступных операционных усилителей работают от источников питания 30 или 40 В, поэтому избегайте выбора такового с максимальным напряжением VCC всего 5 или 10 В. Кроме того, индивидуальные системные требования определяют какую точность, скорость и другие параметры должен иметь операционный усилитель. Некоторые важные параметры, которые следует учитывать, следующие:

Выходной ток: при большом размахе выходного напряжения даже нагрузка 2 K может потреблять значительный ток.

Входной ток смещения: резисторы большого номинала в цепях обратной связи позволяют использовать входной каскад на МОП-транзисторах.

Скорость нарастания выходного напряжения: ограничение скорости нарастания может искажать сигналы переменного тока большой амплитуды.

Таблица 4 показывает несколько операционных усилителей от Analog Devices, подходящих для схем со следящим питанием, включая как МОП, так и биполярные входные каскады. Этот список не является исчерпывающим. Каждое применение следящего питания имеет уникальный набор требований к параметрам операционного усилителя, поэтому если то, что вам нужно, отсутствует в этом списке, посмотрите предложения разных производителей операционных усилителей. Независимо от задачи, выбор операционного усилителя требует знания требований данного подхода к дизайну. Используйте уравнения, чтобы ответить на следующие вопросы:

Какая скорость нарастания выходного напряжения нужна вашему дизайну? (См. Уравнения 19 и 20.)

Как напряжение смещения и ток смещения будут влиять на ошибку на выходе? (См. Уравнения 21, 24 и 25.)

Будет ли входной каскад с большим диапазоном входных напряжений или большее напряжение питания устройства (максимальное значение VS) значительно улучшать параметры? (См. Уравнения 9, 14, 15, 17, 21, 24 и 25.)

Имейте также в виду, что входной каскад с МОП-транзисторами может позволить использовать резисторы с большими номиналами в цепи обратной связи с минимальным влиянием на общую ошибку на выходе.

Таблица 4. Некоторые подходящие для схем со следящим питанием операционные усилители и их основные параметры

* Устройство не подвержено реверсу фазы

Комбинированный подход

Глядя на операционные усилители в Таблице 4 можно заметить, что устройства с наибольшим выходным током, IOUT, не являются устройствами с наилучшей точностью по постоянному току, VOS и IB. Эта картина в значительной степени относится ко всем операционным усилителям. Тем не менее, существует альтернатива для прецизионных приложений, требующих выходной ток более нескольких десятков миллиампер. Подключив два операционных усилителя в конфигурации композитного усилителя (Рисунок 8), можно использовать скорость нарастания и выходной ток одного устройства и точность по постоянному току другого. Поскольку глобально замыкает контур обратной связи входной усилитель, неточный выходной усилитель может обеспечить необходимую мощность без добавления ошибки в систему.

Рисунок 8. Двухступенчатый композитный усилитель позволяет объединить преимущества двух операционных усилителей.

Цепь обратной связи, состоящая из RF, RG, RB, RIN и CIN, и цепь следящего питания, R1...R4 плюс два диода на Рисунке 8, такие же, как на Рисунке 6. Далее, уравнения для расчёта значений компонентов и параметры ошибок относятся одинаковы для обеих схем. Единственный компонент, номинал которого на Рисунке 8 опускается анализом Рисунка 6, это новый резистор обратной связи, RF2. Любой, кто знаком с операционными усилителями с токовой обратной связью, осознает важность этого резистора. Если используется операционный усилитель, отличный от AD811, необходимо выбрать значение RF2 на основе спецификации операционного усилителя, в которой обычно есть таблица рекомендуемых значений для разных коэффициентов усиления. Значения, превышающие рекомендованные, уменьшают пропускную способность и скорость нарастания выходного напряжения операционного усилителя. Значения меньшие, чем рекомендуемые, ухудшают стабильность, что может привести к самовозбуждению. Если в качестве выходного используется операционный усилитель с обратной связью по напряжению, номинал RF2 может быть снижен до 0 Ом или заменён коротким замыканием.

В Таблице 5 показано несколько операционных усилителей, которые хорошо подходят в схему, показанную на Рисунке 8. AD825 или OP97 хорошо работают в качестве входных усилителей, а преимущества усилителей с обратной связью по току AD811 или AD815 проявляются в выходном каскаде. Операционные усилители с обратной связью по току обычно являются плохим выбором для схем следящего питания из-за их чувствительности к сопротивлению цепи обратной связи. Однако они отлично подходят в качестве выходных усилителей в этой композитной схеме, потому что они подключаются в простом режиме с единичным усилением, а пути глобальной обратной связи с высоким импедансом обрабатывает входной усилитель.

Нагрузочная способность по току входного усилителя, IOUT, не имеет значения, потому что на нагрузку работает выходной операционный усилитель (Таблица 5). Кроме того, входное напряжение смещения VOS выходного усилителя не приводит к ошибке на выходе, поскольку глобальную петлю обратной связи замыкает входной усилитель. Тщательно подобрав два операционных усилителя для композитной конфигурации можно добиться параметров, недостижимых для каждого устройства по отдельности.

Таблица 5. Некоторые операционные усилители, подходящие для композитного усилителя и их основные параметры

* Устройство не подвержено реверсу фазы

Связываем всё вместе

Теперь надо уделить внимание транзисторам, которые формируют саму схему следящего питания. Здесь такая же гибкость в выборе транзисторов, как и в выборе операционных усилителей. Основными заботами являются:

•Напряжение пробоя, VCB и VCE (важный параметр по понятным причинам);

•β или  hFE: чем выше коэффициент усиления, тем больше может быть номинал резисторов R1 ... R4.

•Рассеиваемая мощность: в большинстве случаев транзисторы должны рассеивать больше мощности, чем операционные усилители.

Тестовые схемы для этой статьи используют ZTX653 и ZTX753. Эти транзисторы имеют hFE более 100 и напряжение пробоя более 100 В. Их рассеиваемая мощность не имеет большого значения для целей тестирования, поскольку испытательные схемы не работали на значительные нагрузки. Вместо диодов, включённых последовательно с R1 и R3, в тестах просто использовались эти же транзисторы в «диодном включении».

Вместо биполярных транзисторов можно использовать МОП-транзисторы. Основным недостатком МОП-транзисторов в этих схемах является уменьшение запаса по напряжению. Поэтому, если ваш дизайн не требует, чтобы его выходные напряжения приближались к напряжениям питания системы, МОП-транзисторы могли бы быть хорошим выбором. При использовании МОП-транзисторов следует по возможности заменить диоды, последовательно соединённые с R1 и R3, на несколько последовательных диодов, чтобы получить напряжение, близкое к VGS МОП-транзисторов. В качестве альтернативы для получения того же результат вместо диодов можно подключить вторую пару МОП-транзисторов.

Как и в большинстве аналоговых схем отсутствие адекватной фильтрации питания может значительно ухудшить параметры, особенно когда сигналы при переходных процессах нуждаются в точном усилении. Однако, в отличие от типовых схем с операционными усилителями, схема со следящим питанием имеет локальные источники питания VCO и VEO, которые динамически изменяются вместе с напряжением сигнала. Следовательно, нельзя подключать фильтрующие конденсаторы этих узлов непосредственно на землю. В этом случае наилучшее место для локальных конденсаторов фильтрации питания находится между базами двух транзисторов схемы следящего питания (Рисунки 1, 6 и 8). В дополнение к этой локальной фильтрации питания устройства, VCO и VEO, следует установить фильтрующие конденсаторы между шинами питания системы, VCC и VEE, и непосредственно землёй.

Литература

1. Linear Design Seminar, Analog Devices Inc, 1995, Section 1.